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在使用模數轉換器 (ADC) 進行設計時,很容易誤認為降低輸入信號以滿足 ADC 的滿量程範圍會導致信噪比 (SNR) 顯著下降)。
需要處理寬電壓擺幅的系統設計人員尤其關注這一點。 此外,與由更高電壓供電的ADC相比,由低電壓(5V或更低)供電的ADC更加多樣化。
更高的電源電壓通常會導致更大的功耗和更複雜的電路板佈局(例如,需要更多的去耦電容)。
傳感器或系統產生的許多信號是雙極高壓信號(如廣泛使用的±10V信號)。 但是,有許多簡單的方法可以通過 ADC 傳遞此信號; 還可以使用各種集成高壓 ADC 解決方案:它可以處理這種大的滿量程輸入信號,而不會犧牲 SNR。 這些解決方案需要非常高的電源電壓才能滿足輸入範圍要求,而且它們的功耗也相當大(圖 1)。 這些高壓 ADC 還縮小了信號調節(運算放大器)解決方案的選擇範圍。 如果信號需要與高壓和低壓輸入的組合復用,系統成本將顯著增加(圖 2)。
您還可以使用輸入放大器來調整信號以匹配低壓 ADC 的滿量程輸入範圍。 該信號調理電路可以連接到多路復用輸入,以便所有信號都符合 ADC 範圍(圖 3)。
當使用放大器進行信號電壓縮放時,噪聲以放大器輸入為參考。 此時,主要有兩個噪聲源:放大器本身的輸入參考噪聲,以及ADC降低後的輸入參考噪聲。 這兩個噪聲源組合在一個二次項中。 此外,放大器的噪聲也被ADC的輸入帶寬和放大器與ADC輸入之間的抗混疊濾波器濾除,見圖4。
圖 4:變焦放大器引入噪聲,但噪聲被 RC 電路和 ADC 的輸入網絡過濾掉。
系統SNR(放大器輸入端)的計算公式為:
其中: VnADC 是 ADC 的輸入 RMS 噪聲; VnOPA 是放大器的輸入參考噪聲(X 乘以輸入參考)= 單極點 -3dB 頻率。
給定 ADC 的滿量程範圍、ADC 輸入參考噪聲和放大器比例因子,有兩個變量會影響 SNR 損耗降低的目標:濾波器的截止頻率和放大器的輸入參考噪聲。
如果信號源有低頻成分,可以設計一個濾波器,使放大器能夠承受較大的輸入噪聲(較高的輸入噪聲通常與較低的功耗和成本有關)。 如果 ADC 限制了系統的帶寬,則放大器需要具有足夠低的輸入參考噪聲,以將 SNR 損失控制在可接受的範圍內。
例如,給定一個 ±10V 輸入信號和一個 SNR 為 5dB 的 92VP-P 滿量程範圍 ADC,比例因子(輸入與滿量程範圍之比)為 4。數據表為 44.4 nV RMS。 假設濾波器的截止頻率為10kHz,放大器的輸入參考噪聲為10nV/(Hz) 1/2,則SNR損耗為:SNR(loss)=0.035dB。
如果沒有濾波器且假定ADC帶寬為10MHz,為了達到相同的SNR損耗,所需的輸入參考噪聲變為0.3nV/(Hz) 1/2。 這個要求非常嚴格。
對於同樣帶寬10MHz的ADC,如果允許SNR(loss)=0.5dB,放大器的噪聲要求為4nV/(Hz) 1/2,實現起來相對容易。
因此,如果給定係統帶寬和允許的 SNR 損耗,在滿量程範圍內增加一個比例放大器將高壓信號轉換為低壓 ADC 將是一個完全可行的解決方案。 當將具有不同擺幅的多個信號饋送到多路復用低壓 ADC 時,該解決方案可以實現經濟高效的系統。
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